移相全桥硕士论文.pdf 80页

'浙江大学硕士学位论文摘要论文选取全桥变换器作为主电路拓扑。全桥变换拓扑优点较多，是高质量、大功率变换的主流拓扑。功率密度的提高必须提高开关频率，这就要求实现开关管的软开关。高频软开关技术是电力电子学的一个重要的研究方向，是实现功率变换装置小型化，模块化的基础。而移相PWM控制方式是近年来在全桥变换电路中广泛应用的一种软开关控制方式。本文首先分析了基本的全桥移相ZVSDC/DC变换器的工作原理，并结合具体的项目对开发过程中主要会遇到的问题进行了重点分析。为了使变换器具有良好的动静态特性，变换器必须实现闭环控制。论文采用了单电压模式下的闭环控制，提高了变换器的动态性能和稳态性能。但是也对峰值电流模式下的双闭环控制做了一定的分析与实验。分析过程中针对全桥移相控制ZvSDC/DC变换器特有的电路性能以及变换器的动态特性，并结合移相控制的特点建立了全桥移相ZVsDC/DC变换器电路的小信号模型。为变换器控制电路的优化设计提供了理论依据。最后论文给出了该变换器原理样机的实验结果，并对结果进行了分析。 浙江大学硕士学位论文ABSTRACTThisPaPerchosesfoll一brid罗converterasmaintoPO10gy.Full一ridge，asakindofmain一streazntoPology，hasalotofm州tsinhighqualityand且argeP0werconvener.ItisavilabletoimProve翎认ch触quen勺soastoincreasepowerdensity，whichrequiressoftswitchtechnology.High一斤叫uencysoftswitchtechnologyPI盯sanimPod冶ntroleinpowereleCtronlcs，anditisthebasisofminiatoriZationforpowerconverterandmodul葫zation力owever，Ph哪shiftPWMcontroIasasonswitchcontroIisawidelyusedmethodinfoll一bridgeconverter.ThisPaperfiI’StlyanalyzesthebasicoperationaboutFBPS(follbridgePhaseshift)ZVSDC几陀convert口，andthenespeciallyi1lustratessometyPicalProblemswem叮m喊insPeC币citelnsresearchProcess.Closed1ooPmustbeimPIementedtoensureconverterpossesgoeddynamicandstaticcharcteristics.ThisP即er访tr司u嘟theclosedloOPcontrolinsinglevo】tagem叼cl，whichimProvesitsdyn确icandstable伴rformancebyleaps朋dboundsSimultaneously，thisPaperanalyzesthedoubleclo刘loPcontrolinpeakcurentmode·HavingcombinedFBPSZvSDC/DCconvederperformancewithconverterdynamiccharcterandconsiderdPh踢shiftcharacter，Intheexperimen协IProcess，itgraduallyestablishedFBPSZVSDC月〕Cconvenersmallsignalmodel.AllofthissuPPlythethcoreticalbasisforconverteradvanceddesign.Evenlually，thePaPerexP1ainstheexperimentalresultabouttheconvertersamPle，andanalyZesthereSUltindetailK母，0川5:softswitehingtechnolo群，DC一DCConverters，Full一BridgePhase一Shi代PWM 浙江大学硕士学位论文第一章绪论，.1研究背景及发展方向oc/oc变换器将输入的直流电压，经过高频斩波或高频逆变后，通过整流和滤波环节，转换成所需要幅值的直流电压。它作为开关电源中的重要组成部分，人们对其性能重量、体积、效率和可靠性也提出了更高的要求，而高功率密度和大容量化是其主流发展方向之一。60年代开始得到发展并应用的1一ocP翎(脉宽调制)功率变换技术使直流变换器的设计出现了很大的变化，对常用的线性调节电源(本质上为一可控电阻)提出了挑战。随着功率半导体元器件的发展，它可以工作于越来越高的开关频率。在70年代，其工作频率己从最初60年代几kHz上升到20kHz，并在当时被称作20kHz革命。然而在硬开关下工作的oc一既PWM变换器，随着开关频率的上升，一方面开关管的开关损耗会成正比地上升，使电路的效率大大降低;另一方面，会产生严重的电磁干扰(EMI)噪声。为了克服前述oc一ocP翎变换器在硬开关状态下工作的诸多问题，戊/戊变换器中软开关技术的使用越来越普遍，逐渐取代了硬移相全桥软开关oc/oc变换器的研究开关技术，己成为趋势。软开关技术是80年代初由美国弗吉尼亚电力电子中心李泽元教授首先提出并应用于DC/优变换器中。由于它具有减少开关损耗、降低电磁干扰等优点，使其发展迅速，被广泛地引人各类电力电子变换器中，并逐渐推向应用.所谓软开关，就是在功率开关器件开通、关断的瞬间实现零电压或(和)零电流。最早的软开关技术是谐振变换器(ResonantConverter)。但是谐振变换器，诸如串联谐振变换器、并联谐振变换器、以及准谐振变换器和多谐振变换器很难实现PWM控制，而是通过频率调制方式(FrequencyModulation，FM)来控制。当负载和输入电压在大范围内变化时，开关频率也需要大范围的变化，这使得变压器及滤波器的设计变得很困难。为此又提出了ZVS一P删变换器和ZCS一PWM变换器，使电路在一周期内一部分时间按ZCS或ZVS准谐振方式运行，另一部分时间按P姗方式运行，既具有软开关的特点，又具有P删恒频占空比调节的特点。为了减小开关管和谐振电感、谐振电容 _一-鱼卫进竺兰巡些匕一一一一一一的电压和电流应力，Dr.G.C.Hua在90年代相继提出了零电压转换(Zero一oltage一Transition，ZVT)和零电流转换(Zer)Current一Transition.ZCT)的概念。ZvT和2以的思想就是将P删控制和谐振变换器结合起来，既可实现恒频控制，又能实现开关管的软开关，同时也减小了开关管和谐振电感、谐振电容的电压和/或电流应力，在这种类型的电路中，辅助谐振电路与主功率开关管并联，电路中的环流能量被自动保持在较小的数值，且软开关条件与输入电压和输出负载的变化无关，是DC/戊变换器技术发展的趋势之一。目前，软开关技术主要还是利用谐振原理，使开关器件(电路)在开、关瞬间两端电压(或流过的电流)为零，谐振软开关技术在oc/oc变换器中应用最为广泛。其中，大功率变换器应用最普遍的是移相控制ZvSP明oc/oc全桥变换器。对于各种谐振开关组成的准谐振变换器，只在小功率oc/沉变换器中得到应用。近年来，软开关理论和技术受到各国专家学者的广泛重视。现在每年都有大量的论文发表，应用软开关技术的电子变换器也越来越多地推向市场。相信在不久的将来，软开关理论将越来越完善，应用也将越来越广泛。目前全桥变换电路拓扑是国内外oc一戊变换电路中最常用的电路拓扑之一在中大功率应用场合更是首选拓扑。这主要是考虑到它具有功率开关器件电压电流额定值较小，功率变压器利用率较高，开关频率固定，便于控制等明显优点。基本的全桥变换电路根据供电方式的不同(输入端所连储能元件的不同)可分为电压源型和电流源型两类。其中电压型oc一oc全桥变换电路是由基本的Buck变换电路演变而来，因此也称为全桥Buck变换器，在实际中得到较广泛的应用.移相Ps(phase一shift)PWM控制方式，是近年来在全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方式。这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规P翎变换技术的结合。在移相控制技术的基础上，利用功率胡05管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥Pw材变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，能够有效地降低电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持了常规的全桥P绷电路中拓扑结构简洁，控制方式简单，开关频率恒定，元器件的电压和电流应力小等一系列优点。 浙江大学硕士学位论文，.2指标要求及研究方向1.2.1指标要求输入电压:48V民(40V戊~57V民)输出电压:+/一370V沉输出功率:2000VA(1600祥)1.22研究方向主电路采用移相全桥软开关变换器，副边整流电路由于属于高压大电流型，所以采用全桥整流电路，利用变压器副边的中央抽头形成正负双母线电压.由于该电路的升压比最大为2倍，远远大于一般的全桥架构所应用的升压比，所以在设计的过程中，会出现许多新的问题。本课题在分析基本的移相全桥软开关变换器的基础上，会针对这种变换器在高升压比的情况下出现的问题进行研究。，.3本文的主要内容本文主要介绍了与本项目相关的主要方面的工作原理，并结合实际情况对其进行计算与分析。主要包括移相全桥软开关电路的工作原理，小信号分析，几种控制方式及设计中主要要注意的问题，以及结合实际技术指标的方案选择与参数设计。最后对实验结论进行分析。 浙江大学硕士学位论文第二章移相全桥软开关变换器工作原理2.，全桥OC一OC变换器的控制策略‘，，2，全桥变换器为了得到输出端的脉宽调制电压，实际上只需在变压器副边得到一个交流方波电压。为了得到这个电压，最传统的方法就是互为对角的开关管导通和关断都是同时进行，每只开关管导通时间小于半个周期。首先是最传统的互为对角的开关管导通和关断都是同时进行的方式，其门极信号的时序波形图如图2.1.1所示。两只对角开关管开通、关断同时进行，开通时间长度为小于0.SDT(D为占空比，T为开关周期)。内}一匕门一}卜]一一门图2.11全桥变换器的传统PWM控制方式这也是人们常说的“双极性控制，’o实际上，互为对角的开关管的开通或关断不一定要在同一时刻完成。根据两个桥臂导通时间的不同，可以得到一组不同的控制策略，主要几种如下。两只对角开关管同时开通，但不同时关断.这种情形下，其中一个管子的导通时间长度仍由0.SDT决定，但另一只管子却推迟关断时间，最多可以到接近0.ST处关断。这就是所谓的“有限双极性控制”的其中一类情况，可能的实现方式有两种，如图2.1.2所示。 浙江大学硕士学位论文2.2移相全桥软开关变换器的基本工作原理【21移相全桥ZvsP翎(FBPS一ZVS一P删)变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，电路的主要拓扑及波形如图2.2.1所示，其中Lr为谐振电感，它包括变压器的漏感Lp和外接电感;cl~以分别是四个功率管QI~Q4的寄生电容或是外接电容;DI~D4分别是四个功率管的寄生二极管。图2.1.2是功率管的四个驱动信号及主要工作波形，每个桥臂的两个功率管成180互补导通，两个桥臂之间的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Ql和Q3分别领先于Q4和QZ一个相位，所以称QI和Q3组成的桥臂为领先桥臂，QZ和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。图22.1主电路拓扑图2.2.2所示是PS一ZvS一P姗变换器的主要波形，在每个开关周期内，共有12个开关模态，虽然原理上说正半周与负半周对称相同，但在全桥电路的主要开关元件CI一C4、QI~Q4、m一D4，其工作状态在12个过程中均不相同。为便于分析，作如下假定:1、所有元器件均为理想化;2、Cl二C口=Cl‘，Q=C;=Clat;3、从<to.即ZVi月x〔?Ie司扮之—(2一8)IP.开关模态2(t，一tZ时间段)1几Lf玉‘，，二!}1几Lf图2.2.5开关模态2(t1~tZ时间段)03导通后，开通Q3，这时Q3虽然被开通，但Q3并没有电流流过，原边电流由D3流通，所以Q3是零电压开通。原副边的电流回路如图2.2.5所示。在这段时间里，原 浙江大学硕士学位论文边电流等于折算到副边的滤波电感电流。在tZ时刻，原边电流下降到12..开关模态3(t:一t，时间段)在tZ时刻，关断Q4，原边电流由cZ和C4两条途径提供，就是说，原边电流抽走cZ上的电荷，同时又给C4充电。由于CZ和C4的存在，以是零电压关断。此时嘛=一U闭蝙的极性自零变负，变压器副边绕组电势下正上负整流二极管同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，U。直接加在谐振电感上，这段时间里实际上谐振电感和CZ、C4在谐振工作。在t3时刻，当C4电压上升到vi.，DZ自然导通，这一模态结束。原副边的电流回路如图2.2.6所示.}}、.~~，口，一、J1尼Cfl‘世】仄牛-112Lf图2.2.6开关模态3(t2~t3时间段)这一段时间里实际上是谐振电感Lr和cZ，以在谐振工作。由电路的结构可得:L;应_一uc’(2一9)dtclog令一告、(2一10)ZLrClog令=一。(2一11)令。=~止一，解得:ip=IZcos城，一。)(2一12)寸ZL心纯址4=履25，一‘，一，(2一13) 浙江大学硕士学位论文令二=厌，则“:uc;=乙ZZsin叫t一tZ)(2一14)ucZ=琉一乙了Zsin山(t一tZ)(2一15)在t3时刻，Q4的电压上升至vin，CZ的电压下降到零，DZ自然导通。开关管QZ和Q4导通延迟时间td:tJ“，工sin一，(、2气护鱼r一、，(2一16)口乙夕12.开关模态4(t3~t。时间段)1几Lf1}卜.种，，，~d”到划}n:l1及Cf」、厂~二勺-ll图2.2.7开关模态4(t3~t4时间段)在t3时刻，DZ导通，将QZ的电压钳在零电位，此时开通QZ就是零电压开通。虽然此时QZ己开通，但QZ不流过电流，原边电流由DZ流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压呱加在谐振电感两端，原边电流线性下降。到t，时刻，原边电流下降到零，二极管DZ和D3自然关断，QZ和Q3中将流过电流，从而结束这一时间段。原副边的电流回路如图2.2.7所示。.开关模态5(t;~ts时间段)在t。时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时QZ和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压vi。，原边电流反 浙江大学硕士学位论文向增加。原副边的电流回路如图2.2.8所示。112Lf11卜.，，，口，，、‘}12Cf人护、产上却-!}1/ZLf图2.2.8开关模态5(t4~ts时间段)由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因而原副边绕组电压仍为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压Vin。回路方程为:dirL，—=一珠(2一17)‘dt解得:、‘r，=一会‘卜，4，(2一18)在ts时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流值，该模态结束。.开关模态6(ts一t。时间段)在这一时间段里，电源给负载供电。在时刻t。，Q3关断，变压器开始另一半个周期，其工作情况类似于上面的半个周期。112Lf卜、-一，，尸-立巧.月曰.乙三份上翔一!11/ZLf图2.2.9开关模态5(ts一t6时间段) 浙江大学硕士学位论文2.3实现2丫5与减少副边占空比丢失的相关原理与策略功率开关管是在其并联电容作用下零电压关断的，而零电压开通是通过线路中的电感与开关管并联电容产生谐振来实现的。23.1超前与滞后桥臂的ZVS的实现对于移相全桥电路实现零电压开关的方法由前面的分析，我们可以知道，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量来抽走结电容(或外部并联电容)上的电荷，并给同一桥臂要关断的开关管结电容(或外部并联电容)充电。同时考虑到变压器的原边绕组电容，还要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容上的电荷。超前桥臂容易实现ZvS，这是因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感Lf是与谐振电感Lr串联的，此时用来实现ZVS的能量是Lf和Lr中的能量。Lf一般很大，在超前桥臂的开关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源.这个能量很容易满足下式:E之OxV，in+告6、V，*(1=lead，lag)(2一19)滞后桥臂要实现ZvS比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有关系。此时用来实现ZVS的能量只是谐振电感中的能量。23.2副边占空比丢失副边占空比丢失也是移相全桥软开关架构中比较重要的一个问题.副边占空比丢失是指副边占空比小于原边占空比。副边占空比丢失的原因是:存在原边电流从正向(或负向)变化到负向(或正向)负载电流的时间，即tZ一ts和ts~t]】时段。在这一时段里，虽然原边有正电压方波〔或负电压方波)。但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，整流桥输出电压为零。这样副边就丢失了tZ一ts和tB一tjl这部分电压方 浙江大学硕士学位论文波，如图二中阴影部分所示。L+2LL心5)/n--犷(2一20)具体满足的关系是:DIo5=﹂，x兀233实现宽负载范围ZVS滞后桥臂实现软开关是靠漏感的能量。在漏感一定的情况下，负载小的时候，漏感的能量不能使滞后桥臂实现ZVS。为了在较宽的负载范围下能够实现ZVS，必须应用电流增强理论，给滞后桥臂增加一个辅助电路，用辅助电路的电感能量来帮助漏感实现ZvS。目前常用的几种简洁的辅助电路如下所示:Q目D:!口:、}。d方式一:利用辅助谐振网络性〕‘梦‘丁!上肠曰尸r，尸、.、儿叫卜--~-西下引底门「黔.“式眨肛肺肛方式二:利用一个电感和两个电解电容 浙江大学硕士学位论文DllC.口」D，IC.计祛长十门产一十般十‘李勺!华吁’11，，斗撰注二二全嚼攀、方式三:利用LC电路当滞后桥臂的开关管开关时，漏感电流和辅助电路的电感电流同时给并联电容充放电，从而在较宽的负载范围内实现滞后桥臂的ZVS。由于这些电路与主功率回路是并联的，因此辅助电路电感和电容的电流、电压应力均与负载大小无关，而且均较小，同时电路简洁。 浙江大学硕士学位论文第三章移相全桥变换器的小信号分析建立移相全桥Zvsp朝十一oc/oc变换主电路的小信号模型的方法很多。本文主要采用一种基于状态平均方程的小信号状态空间建模方法。对系统建立小信号模型之后就可以方便的分析系统的很多特性并有益于建立稳定适当的反馈环节。11开环情况下的全桥oc一c变换器小信号模型建立‘4，51移相全桥oc/优变换电路由Buck电路变化而来，故先分析在变换器的输出电流连续的情况下，基本Buck电路的原理并列写Buck电路的平均状态方程。常用的Buck电路基本架构如下图3.1.1所示:c华Rn，。1:n图3.1.IBuck电路基本架构此电路有两种工作状态。即开关5导通状态和开关5关断状态。两种工作状态下的等值电路分别示于图3.1.2和图3.1.3。C串RllVo田V。图3.1.2开关导通状态图3.1.3开关关断状态平均状态方程的列写实际上就是将开关器件等效成电路的一个具有增益特性的器件来列写方程。增益特性决定于开关在一个周期内的导通时间，导通时间越长，增益越大。结合以上两种开关状态，根据状态空间平均法，有: 浙江大学硕士学位论文了1了0l八，一-L.sel一玛一1llwe(3一1)J-C、、RC}·!轰{·[罗}·殊式中:V于Vc，Vc为电容c上的电压，vo为输出电压;Vin为输入直流电压;D为占空比;iL为电感L上的电流;n为变压器副边匝数与原边匝数的比值。式3.1为基本Buck电路的状态平均方程。式3.1中，对各变量施加扰动，令各扰动量v，.、n，、1，L、v乞、v乞分别为对应Vin、D、iL、Vo、vc的扰动分量。注意到各变量对D施加扰动程度是不同的。下面分别讨论各变量的扰动对D的影响。移相全桥zvSP姗oc/oc变换主电路与Buck电路不同之处是它存在占空比损失问题，由于移相全桥ZvSPWMoc/oc变换主电路变压器漏感L比和变压器副边整流二极管的影响，从51，53(或52，54)导通到副边电压升到nvin需要一段时间，这就是占空比损失现象。在电路模型中反映出来的是几r(D.t，为有效占空比扰动)的扰动源问题。由于占空比损失，模型中的变压器的变比为1:Deff，而不是Buck电路中的1:氏移相全桥ZVsP姗oc/DC变换主电路波形分析如图3.1.4所示。 浙江大学硕士学位论文图3.1.4zvSP洲oc/优变换器理论分析波形图图3.1.4中，Vab，Iab是图2.2.1电路中a，b两点之间的电压和电流。由以上分析我们可以进行如下计算:zvSPWMoc/oc变换器的电压增益可表示为:Vo/Vin=Deff*Ns/Np二nDeff根据图31.4，可得:t=t4时，原边电流瞬时值1二13=1’厂△1/2=nIL-△1/2，其中△1=11一13，IL为电感电流平均值。t=t6时，原边电流瞬时值1=12=nl:+△1/2一(1一D)nVoT/ZLf上式中，T为开关周期。损失的占空比胡=(1，十，2)/(鱼x二)=竺竺，2几一(1一。)冷:/2;](3一2)L伏2’价nT-有效占空比加岸=刀一胡=D一‘，3+，2)/(竺、二)=D一三三些竺「2几一(1一刀)冷rlZ;]一L仄2’;1月了-(3一3)由上式可知，变压器副边电压有效占空比山产Deff+d分不但与原边电压占空 浙江大学硕士学位论文比d有关，还与负载电流IL，漏感坛、输入电压vl。、开关周期T有关。由于IL和负载电流10有必然联系，所以，1.、vin、D稍有扰动，有效占空比都会产生相应的扰动。因此，该变换器的小信号传递函数与L该、T，以及扰动量汽、v’to和d’有关.为变换器动态特性的精确建模，必须找出八、vha和矿对d访的贡献。假设以上三个扰动量犷:、v’l"和了在Deff上产生相应的扰动分别为乙、d’.、d与，则d分二d奋十d今+d仁。显然，三个扰动分量在Deff上产生的扰动效果是不同的。移相全桥zvSPwMoc/沉型变换器是由buck型变换器衍生而来的。从工作原理分析可知，由于LLK较大，从51、52(或53、54)导通到副边电压升至vo需要一段时间，因此有效占空比Def的出现是该电流的一个特殊现象。在BUCK电路的小信号等效电路模型中用Deff代替D，用d分代替占空比的扰动量了，用nv认代替输入电压扰动量v认，即可推导出移相全桥zvSP似优/oc型变换器的小信号等效电路模型。具体推导过程参见注““1，这里就不再赘述了。移相全桥ZVSP翎oc/民变换电路在输入直流电压稳定不变的条件下的动态小信号状态平均方程如下:。d‘:卜登‘R，、，.1、.1、‘一了声、，，骊必产?1万(3一4)3.2闭环下的「BOC一OC变换器小信号建模与分析‘6.7，负反馈闭环控制一般包括电压负反馈闭环控制、电流负反馈闭环控制及电流和电压两个信号形成的双闭环控制。负反馈闭环控制还有平均电流法、滞环法、峰值电流法等等。根据不同的应用场合，这几种控制方式各有其有缺点.其中单电压环控制的线路简单，稳定性好，但是响应速度相对较慢，需要隔直电容，增大了电路的体积。峰值电流模式在防止变压器磁芯饱和方面、能够很简单的提供逐脉冲限流 浙江大学硒步学鱼鱼笙~一-.一一一一控制以及保证倍流整流器副边电感电流的平衡方面，它都有着电压模式控制无法比拟的优点。但是它的控制线路比单电压环复杂，相对不易实现。移相全桥oc/oc变换电路由Buck电路变化而来，故同样可以先分析在变换器的输出电流连续的情况下，基本Buck电路的原理并列写带反馈的Buck电路的平均状态方程。1)基本Buck电路电压反馈环补偿网络设计:电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，线路简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，是使用最为广泛的一种控制方式.图3一2.1和图3.2.2分别为基本Buck电路电压模式控制示意图、相关波形和控制反馈环路图。在图3.2.1中当误差放大器增益较低、带宽很窄时，ve接近于直流电平。占空比既Vc与三角波峰值的比。小信号波动方程为:d=v夕v，b图3一2.2没有考虑输入电压的波动，丙和肠分别为参考电压和输出电压的波动，其中丙一般为零，KFB为反馈系数，误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经误差放大器KEA放大后得到误差值ve，KMoo为脉冲宽度调制器增益，KPw’R为主电路增益，K优为输出滤波器传递函数:1+C几，。。、LL谧‘+叹盆七+L/式)5+1在己知其他部分的传递函数后，就可以设计电压误差放大器了。由于输出滤波器传递函数K比提供了一个零点和两个谐振极点，所以一般将电压误差放大器设计成一个Pl环节就可以了。犬曰=KP(1+助/5)(3一6)其中助用于消除稳态误差，一般取为KLc的零极点的十分之一以下。Kp用于保证穿越频率处的开环增益以一20dB每十倍频穿越odB线，使相位裕量小于90，保证系统的稳定性。 浙江大学硕士学位论文去环关卿动1路忽斗工撅队几月图3.2.IB仪k电路电压模式控制示意图和相关波形图3之ZBuck电路电压模式控制反馈环路图这种控制方式的缺点是:a、没有可以预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压相应较慢，需要很高的环路增益b、由输出滤波电感与滤波电容产生的二阶极点没有构成补偿，动态相应较。2)基本Buck电路平均电流模式控制反馈环补偿网络设计:平均电流模式控制包括电压外环和电流内环两个控制环，如图3一2.3所示。在这种控制方法下，电压环也就是电压误差放大器的输出可以作为电流环的电感电流的参考电流，电流环利用误差放大器将送入的电感电流参考值与反馈信号之差进行比较放大，得到的误差放大器输出信号ve再和三角波Vs进行比较，得到我们需要的脉宽调制信号。对于一个设计良好的补偿网络，ve一定不会是一个直流信号，开关导通时，电感电流上升，ve信号就会下降，反之，开关关断时，电感电流下降，则ve信号就会上升，形成一个负反馈。电流环的设计原则是保证ve的上升斜率小于三角波的上升斜率，两者相等时为最优，否则会产生次谐波振荡。如果ve的上升斜率不合适，可以通过加入适当的斜率补偿网络来进行调整。 浙江大学硕士学位论文去歼关邹劝电路放尤器反浓佑弓图3.2.3Buck电路平均电流模式控制示意图和相关波形加入斜率补偿网络进行最优设计后，PWM控制器的增益会随着占空比的变化而变化，如下图3.2.4所示。图32.4PWM控制器的增益随占空比的变化关系图整个环路的结构如图32.5所示，其中KE^、Krs的定义与电压模式控制时相同。可见，与电压模式控制相比，平均电流模式控制消除了由输出滤波电感形成的极点(新增极点fs很大，对输出电压的影响很小)，将环路校正成了一阶系统，电压环增益可以保持恒定，不随输入电压的变化而变化，使电压外环的设计更加容易。一下门卜、.、、气岔，r，气竹卜.~.门佑气，，气甲开一八夕1.，，，l护二1钾”八图3念5平均电流模式控制电压外环反馈环路模型平均电流控制的特点是工频电流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰值还要高。这使这种电路的波形失真变小，对噪音的敏感度降低。 浙江大学硕士学位论文3)基本Buck电路峰值电流模式控制反馈环补偿网络设计:平均电流模式控制常常需要采样输出滤波电感的电流，有时显得不太方便，所以，实际应用中，常常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值电流模式控制。示意图与波形如图3.2.6所示。去外关驭动电路f几P认乍11仁有交鉴了七成屯感电流咬1一升浩)、闷阶”1忆J几丁1反镶信号议差放人器图32.6Buck电路峰值电流模式控制示意图和相关波形这种控制方法，电压外环的输出控制量ve和由电感电流上升沿形成的斜坡信号Vs进行比较、放大，直接得到开关管的关断信号(开通信号由时钟直接给出)，因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，也就是说由电感电流的峰值决定了占空比。峰值电流模式控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流，而电感电流峰值与电感电流之间是必然存在误差的，所以总的来说，这种控制方法的性能不如平均电流模式控制。一般情况下，在满载的时候，开关管开通过程中，电感电流的增量设计为额定电流的十分之一左右，所以，最好的情况下，峰值电流与平均电流之间的误差也有5%左右，而负载越轻，这种误差就会越大，特别是进入断续电流模式的情况下这种误差将超过100%，系统有时候可能会产生振荡情况。峰值电流控制方式显著提高了电源的性能:(1)具有良好的线性调整率和快速的输入输出动态响应。(2)固有的逐个脉冲电流限制，简化了过载和短路保护.(3)消除了输出滤波电感带来的极点，使电源系统由二阶降为一阶，系统不存在有条件的环路稳定性问题。(4)对并联工作的多台电源能够实现自动均流等。峰值电流模式控制系统当中存在着电流控制和电压控制两个反馈控制环，需要分别进行设计。电流环是内环，而电压环是外环，因此，应先设计电流环，再设计电压环。 浙江大学硕士学位论文4)移相全桥zvSPwM电路的控制环设计由于全桥变换器本质上属于buck变换器，由于滤波电感与滤波电容的存在可以看出其为一个具有两个极点的二阶系统，幅频特性曲线在极点频率之前是一条直线，而在其后是一条以每十倍频程40分贝下降的斜线。为了保证整个系统的稳定，一般需要闭环幅频特性曲线通过0分贝线时其斜率为每十倍频程一0分贝.显然必须在电压调节环中加入适当的补偿网络，才能使系统满足这个要求。控制环系统框图如图3.2.7:V臼皿Vref+G叨1以5)Cm侧回e(5)G斌5)图3.2.7控制系统小信号模型框图珠*(1+j“qRc)/”凡(口)二(3一7)一c，·、+，口(兴+:、卜1。肠蠕ule=牛(3一8)。胡即Ie=瓦(3一9)犷3.，冲其中:Rc为滤波电容cf的等效串联电阻。vsaw为三角波峰值。对于一般的开关调压系统而言，补偿网络的两个极点配置一般在1.5倍穿越频率处，而两个零点则配置在系统的转折频率两端。再结合以上关系式就可以找到合适的补偿网络的传输函数使系统稳定。图32.8即峰值电流模式控制时的控制系统框图。 浙江大学硕士学位论文控例系统枢困图3.2.8峰值电流模式控制时的控制系统框图峰值信号的斜率补偿主要作用是克服系统在导通比大于50%时的不稳定现象。当斜率补偿电压信号的上升率大于或等于输出电感中电流对应检测信号的下降率的一半时，则可以保证在导通比0一1的全部范围内系统总是稳定的。斜率补偿电路的设计方法如下:下图32.9为斜率补偿部分的主要电路:1_伪图3.2夕斜率补偿部分的主要电路为了更好的说明斜率补偿电路的设计方法，现取一实例来进行主要的说明和计算整个电流反馈部分的电路如图3.2.10所示: 浙江大学硕士学位论文图32.10整个电流反馈部分的电路电流取样电路由电流互感器CfZ、整流桥(D22、D23、D24、D25，IN4148)、电流取样电阻Rsence、电流信号阻/容滤波网络R18/c5组成。电流环斜坡补偿电路由晶体管射极跟随器(包括基极电阻R64、晶体管Ql和射极电阻R89)、隔直电容C34、补偿分压电阻R65和直流偏置电阻R90组成。电流互感器crZ的变比为100，即其副边电流是原边电流的1/100。原边电流峰值的最大值就是开关管电流峰值的最大值，份为56A。折算到副边是0.56A。考虑到斜坡补偿信号的叠加，取电流取样电阻Rsence为50，这样电流取样信号va的幅值最大值应为:几*VcTmax=*Rse。=0.56*SV=2.SF(3一10)1000UCC3895的了脚输出的三角波信号经由R90、QI和R89组成的射极跟随器输出到斜坡补偿网络。在典型的应用中，7脚信号可以直接与斜坡补偿网络连接，但在很多情况下，受到电路其他参数设计的制约，斜坡补偿网络的阻抗都不是很高，这时7脚外接的电容上的电流会受到影响，工作频率会产生波动，电路将不能稳定工作。射极跟随器可以对三角波信号进行功率放大，基极电阻R64取llK。，射极电阻R89取20。。经过射极跟随器后，三角波峰一峰值v，为LZv，上升时间TR为12，5。在应用电流峰值模式控制方法时，若电路工作的占空比大于0.5，就必须对电流环进行斜坡补偿，否则电流环将无法稳定工作。c34是隔直电容，将三角波信号上的直流电压隔离，C34取值为lpF。在计 浙江大学硕士学位论文算斜坡补偿网络时，C34可看作低阻环节而忽略.计算斜坡补偿网络的等效电路如图3.2.1所示。主要电路参数如下:、二:-幻vv妙盯:-柳、，柳Pout:-加田，7n:-助%P~一JT.一上竺vout:-丈刃v一OU比一行，~d.JIJ告lout.2了用^N:.~上峙:-0州刀HM”!印幻斜坡补偿深度与主功率电路电感电流下降斜率SL有关，SL为:vaut气:.丁一竹扮双·扩令(3一11)折算到高频变压器原边的电流下降斜率5。为:气气J:.蔺二2月、10，立b“K(3一12)经过电流互感器54以后的等效下降斜率SL”为:N，二一st，:=‘_N尹子丫确‘尹日、，昌创、吕昌曰piJ』J--__A乐门，，.2月U—』J月曰1‘，尹-百月、‘(3一13)经过取样电阻R67转变为电压信号，等效的下降斜率5。为:Scs:二Rs。‘气cr____」A万内.1名xlUe吧，v时卜K(3一14)取:VRA州户二nVCTn:-2则 浙江大学硕士学位论文___SvR:·介3。st，。。2.。、1尸立，月、~.尹-二百、(3一15)5。经过补偿网络电阻分压后，在UC3895的3脚的等效下降斜率sv-、为:猫5Sv多q:-Sv-R砒+猫，(3一16)取RI为Ik欧姆。而三角波的上升沿斜率sT为:，p超，23，vTo.c，1刀、10-，.v。氏。吕二:-份‘二，，es含‘，尸.0.C5‘=1绍、1沪(3一17)经过补偿网络电阻分压后，在UC3895的3脚的等效下降斜率5、为:租sst-eq:-SstRI+猫5(3一18)st，与5*的比值就是电流环斜坡补偿的补偿深度m，通常m大于0.5即可保证电流环的稳定工作，取m为2。所以有:sst-eq.d:-Sv一，(3一19)故有5‘招月巧5二=SvR勺时·3夕17xlo4(3一20)R18是电流信号滤波电路中的电阻，其阻值的确定与滤波电容cs有关。CS不宜太小，此处取InF。R18与CS的乘积是滤波电路的时间常数，通常取电路工作周期的1/l0左右: 浙江大学硕士学位论文T.:-ZTo，cT。·ZJxlo-、:。Zj、10-6.R，。:-二勺a::·Zj、1护。由于C34的隔直作用，输送到3脚的三角波是一个平均值为零的交流信号，有一部分波形在ov以下，虽然其上升沿斜率不变，但实际上却大大降低了补偿深度。因此需要在3脚再叠加一个直流偏置来补偿三角波低于ov的部分，通过R90和R18分压就可以实现这一功能，如图3.2.12所示。SR二，R90R655ot士)气f卯夕砚，图3.2.12直流偏置补偿示意图C34的存在使R65不参与直流电压的分压。在没有电流取样信号的时候观察三角波波形，可以得到其低于ov部分的幅值v_，约为0.25v。所以应该有:v:-。2界vP卫F:-刃=，1竺_。卿。1夕、1040(3一21) 浙江大学硕士学位论文第四章移相控制FBZVSPV门城UPS的总体方案本电路控制芯片采用新型的UCC3895，UCC3895是美国n公司生产的一种高性能电渝电压移相PwM控制器。它是UC3875(79)的改进型;它最适合于移相全桥电路，同时配合零电压开关工作以实现在高频时的局部软开关性能。它除了具有UC3875(79)的功能外，最大的改进是增加了自适应死区设置，以适应负载变化时不同的准谐振软开关要求。同时由于它采用了BC服05工艺，使得它的功耗更小，工作频率更高。4.，ucc389s的基本原理与设计注意事项‘71UCC3895是一种移相式PWM脉宽调制控制器。它实现全桥功率级的变换，是通过开关一个半桥电路相对于另一个半桥电路作移相来控制的。它采用恒频脉宽调制，结合谐振式零电压开关，提供高频率是的高效率工作。UCC3895主要就是应用在移相全桥软开关P翎电路中。可以用于单电压环反馈控制方式，也可以用在峰值电流模式控制。尤其是峰值电流模式下，原边母线电流通过电流互感器隔离采集得到，该信号再通过滤波以及斜坡补偿电路后得到电流控制信号，而输出电压信号经过调节后经过隔离，再与设定电压参考值比较得到电压控制信号。电流和电压控制信号输入移相P明控制器UCC3895后经由芯片内部比较器以及脉冲产生电路得到四路PWM控制信号。但是有一点必须注意，那就是UC3895的驱动能力很弱，所以必须将这些控制信号加以功率放大并隔离，然后才能驱动主电路的两个桥臂中的开关管。其中，采用母线电流的好处是它能反映同一桥臂上下开关管的导通情况，从而为开关管的保护电路提供一定的依据。另外，该方案成功与否的关键就是斜坡补偿电路以及隔离驱动电路。ucC3895的内部结构如图4.1.1所示。它主要包括以下几个方面的功能:作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软启动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级。 浙江大学硕士学位论文主要特点包括:(1)输出导通延迟时间编程可控;(2)自适应延迟时间设置功能;(3)双向振荡器同步功能;(4)电压模式控制或电流模式控制;(5)软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制;(6)占空比控制范围0%一100%;(7)内置7阳2误差放大器;(8)最高工作频率达到1洲2;(9)工作电流低，50KHz下的工作电流仅为smA;(10)欠压锁定状态下的电流仅为巧OpAoUC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20、PDIP一20、TSSOP一20和PLCCes20四种封装形式，UCC1895采用CDIP一20和CLC一20两种封装形式。下面以PDIP一20为例进行介绍，其引脚排列如图1所示。UC3895系列移相谐振控制器采的引脚功能简介如下:训E户﹃5‘0怕招一OU认盼OUI.俐卜n臼口明习cTOUIC盯0月0CS塑.正t口口月日图4.1.IUCC3895引脚功能简介·EAN(引脚1):误差放大器反相输入端。·EAOUT污1脚2):误差放大器输出端。在控制器内部，该端分别与P翎比较器和空载比较器的非反相输入端相连，并籍位于软启动电压。当该端上的电压低于 浙江大学硕士学位论文50(haV时，控制器的输出级将被空载比较器关断。当该端上的电压升至600印v时，输出级重新开通.·助知P(引脚3):PWM比较器的非反相输入端。在电压模式或平均电流模式下，该端接CT(引脚7)上的锯齿波信号;而在峰值电流模式下，该端接电流信号。以即内接放电晶体管，该晶体管在振荡器死区时间内触发。·REF(引脚4):精密sv基准电压输出端。控制器内部的基准电源一方面为控制器内部的电路供电，另一方面还能够向外接负载提供smA的偏置电流。该基准电源仅在欠压锁定状态下关断，而在其他失效状态下仍能继续工作。实际当中，该端应外接低ESR和低ESL的旁路电容，其大小至少应为0.lpF。.GND(引脚5):信号地。·SYNc(引脚6):振荡器同步信号输出端。该端是双向的，作为输出端时，该端可以输出时钟信号。作为输入端时，该端可以输入外部同步信号，可实现多只控制器同步工作。该引脚还可以起到对口引脚上的定时电容以及R胡P弓1脚上的滤波电容进行放电的作用。同步电路输入电压的下限阐值为1.gv，上限阐值为2.Iv。为了减小同步脉冲的宽度，在SYNC和GND引脚之间应接入一只3.9。的电阻。·Cr(引脚7):振荡器定时电容击接入端。定时电容的充电电流由控制器控制，该定时电容上的锯齿波峰值电压为2.35V。振荡周期t二可按下式进行估算:5凡crt脚+120月548(4一1)上式中，CT的单位取法拉，RT的单位取欧姆，t0SC的单位取秒。·盯(引脚8):振荡器定时电阻接入端。定时电容的充电电流是一个固定值，其大小由定时电阻RT决定，如下式所示:，__且竺‘汀一凡(4一2).DELAB(引脚9)/DELCD(引脚10):输出端A一D延迟控制信号输入端。延迟时间应在同一桥臂中一只开关管关断之后，另一只开关管开通之前加入，为谐振创造条件。延迟时间的估算可参照下式: 浙江大学硕士学位论文兰竺空生兰匹十:、止峋不肠上(4一3)上式中，场的单位取伏特，R，的单位取欧姆，td.。，的单位取秒。DELAB和DELCD能够提供最大值为lmA的灌电流。实际当中，应保证DELAB和DELCD引脚的杂散电容小于1即F。·ADS(引脚n):延迟时间设置端。当ADS引脚直接与CS引脚相连时，输出延迟死区时间为零。当ADS引脚接地时，输出延迟时间最大。CS引脚上的电压为2.ov时的延迟时间是CS电压为ov时的4倍。输出端A一D延迟控制信号输入端上的电压由下式决定:不岛肚=[075x(吃-乙“)1+0.梦(4一4)上式中，VCS和vADS的单位取伏特。ADS引脚上的电压需限制在ov~2.sv范围内，并且不能超过CS引脚上的电压。另外，输出端A一D延迟控制信号输入端上的电压的最小值应箱位于0.sv。·OUTA/OUTB/OUTC/OUTD(引脚18、17、14、13):驱动输出端。这四个输出端由互补Mos驱动电路构成，能够提供10毗的驱动电流，可以驱动FET驱动电路。OUTA和OUTB是完全互补的，其占空比接近50%，可以驱动半桥电路.OUTC和OUTD也是如此。对于OUTA而言，OUTC的相位发生了移动;对于OUTB而言，OUTD的相位也发生了移动。·vDD(引脚15):偏置电源输入端。该端需接低ESR、低ESL的旁路电容，其容量不可低于lpF.·PGND(引脚16):功率地。该端为大电流输出级的接地端。·5/DIsB(引脚19):软启动/禁止端。通过该端可以实现软启动和控制器快速禁止两项独立的功能。当下面的四种情况之一发生时，控制器将被快速关断:(1)该端的电压低于0.sv;(2)或REF上的电压跌落到4V以下;(3)VDD上的电压低于欠压锁定下限闽值;(4)发生过零故障。当故障排除或禁止状态结束后，如果VD上的电压超过了启动闽值，而该端上的电压在软关断过程中跌落到0.sv以下，则将进入软启动模式。此时，55/DISB引脚上灌电流的大小将等于IRT。软启动时间的大小由55/OISB引脚上的软启动电容决定。另外，为了对该端上的最高电压进行限制， 浙江大学硕士学位论文还需要在软启动电容上并联一只电阻。注意，无论是在软启动、软关断，还是在禁止状态下，该端上的电压都将被有源箱位，其大小与EAOUT上引脚上的电压相等。·EAP(引脚20):误差放大器的非反相输入端。3、额定参数和主要电气参数UC3895的额定参数如表1所示。翻飞J工困笼陷翻定奋致班，乡助-翻定一匡亘日派置中压(山〔引面泊)17·巨三偏置由汤·一}卜【巫三辐出电流It吵1【两三县淮电流一1沙1巨巫二存储沮度范忍一‘卜】，卜区二姑沮}一‘卜巧国}工三引坎谧度〔炸接，lu秒，.!奶压刃UCC3895的主要电气参数如表2所示。表ZL屺哎好芜主要电气参数表‘电气参孩‘最小值月然菌州最大值十单位十欠压顿定部分‘户p尸护启劫阂值‘ID2.11p!15.，}v·关断因值‘，}5:、9夕9名户V祠滞具曳压，、1.0+’2刀夕3D沪Vp偏置电流‘夕护户护启动电流(VDD=宕7)‘护15(卜250护卜A沂vDD纷位电压(m}1011认)沪165护17)夕18)护V‘电压基准部分户妇妇户矽输出电压(T了二2-5℃〕，49今500p5肠户V。误差放大器部分户夕夕十葵摸输入电压范围‘_。.!护尸3.6护}v十输出电压高电平(lE八。盯二一0.5『1认)夕今4.5护5尸V护输出电压f氏电平(lE八OU下二0万mA)户少02公。.申V护输出拉电泛(V〔八幻uT二2石V〕护夕Zj护4夕麟‘愉出灌电流(VE八。uT二2石V)扩们1刀‘lj目嘛空载比较器关断因值户。.。一}。。。、0j5妇V护空载比较器开通阂值护已孙奋060户069.二V‘空载比较器滞回曳厥犷。.035‘010祠0.16夕V杯振荡器部分奋妇祠夕f频率(T声乃℃〕‘盯3舀万团护5刀夕KHz。5砚闷C输入电压高电平2刀5‘2.!少225‘V‘5们啼C输入电压低电平公1名万〕1，。。、一}:夕，.V5们JC输出电压高电平‘4!‘4j‘飞5刀。飞V 浙江大学硕士学位论文爪叹C输出电压f氏电平p0习夕Dj户lj护V户刃.电压‘29尸3p3.1护V护Cl.嫂值电压习2乃户23夕2匆护V夕CT教填曳压护衬护砂V护UC公刃万川C困如知0习别0二尸0.4护UCI的5夕OD妇DZ户O加PWML七较器部分夕}尸户护最小幸眩移动妒UT人一OUrC;。UT卫一0llrD办。.的护0名万p:。，一}%、电流检测部分沪夕}户一}护峰值电流阂值p1如护}2脚2注少V矽过零阂值户2.职Zj妇2力书V夕CS到输出端传输延迟时间公户，分110护脚，软启动少关断部分‘户户夕一}‘软启动J关断L七较器阂值户。.4争}。如0二石十V‘延迟设置部分户}}}令D皿么B刃曰刀D愉出电压别衬衬妇V户人上污二CS=OV砂吐魂卜OJ刃小Ojs+A以弘OV;CS=2刀7户!佣户2加21妇输出延迟时间(ADS=CS二OV)户月习‘52分口二旧护孩十输出部分书夕}}犷输出高电平(IOUT，一10劝洛)护户}250二}⋯诫片输出低电平(IOUT=10n该)妇户}，。0‘二、一}好上升时间(C田AD，10即F)子}刀f35f淤下降时间(CIDAD=100PF)护尸加f3冬-淤表2UCC3895主要电气参数表注:(1)如不特别注明:VDD=12V，RT=82K，CT=220pF，RDELAB=RDELCD=10K，CREF=0.lmF，CVDD=0.IlnF，TA=TJ.4、工作原理:工作原理如图4.1.2所示 浙江大学硕士学位论文·经箱舀薛子不------------一汤-仁炎〕二犷一、万....一.....一..仲一.曰.下口‘了口一竺币芬丫件瓜.幻t万口几0}}日式干林票尹廿拜升才[堰’CO侧，八R该TO叭’吵钟亏上一以竺欺卜、}}井.:}住暑蒸二车注生二仁日望瞥鲜[l召〔.日胭闷.，门图4.1.2UCC3895内部结构图UCC3895是采用BCDMOS工艺制作的移相全桥PWM控制器，最高工作频率可以达到IMHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高.uCC3895在基本功能上与uc3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行T改进.另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显著降低。uCC3895内部集成了精密基准电源、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图2所 浙江大学硕士学位论文不。由于UCC3895在功能上与UC3875和UC3879移相全桥PWM控制器基本相同，因此对UCC3896的基本工作原理此处不再赘述。下面仅对UCC3895中输出端延迟时间的设置问题加以介绍。UCC3895允许用户对桥臂驱动脉冲之间延迟时间的大小进行设置。实际当中，用户可以根据式(3)和式(4)对延迟时间进行设定。延迟设置功能由ADS引脚进行控制。当ADS引脚分别与CS、GND或与CS和GND之间的电阻分压器相连时可实现不同的延迟时间调制.如果ADS引脚接地，由式(3)和式(4)可知，VDEL将与vcs成正比，随着负载的增大，延迟时间tdelay将相应下降。此时，VDEL的最大值为ZV。如果VADS与CS和GND之间的电阻分压器相连，由于(vCS一vADS)项减小，导致VDEL下降，此时延迟调制量将有所减小。当ADS引脚与CS相连时，VDEL被限制在0.SV，延迟时间为零。由此可见，ADS引脚直接接地时对应的延迟调制量最大。当负载由轻载逐渐增至满载时，vDEL将在0.sv、Zv之间变化.随着负载的不断变化，延迟时间的变化比率最大可以达到4:1。4.2改进型移相全桥2丫SOC一OC变换器总体电路选择与设计4.2.1指标要求输入电压:48VDC(40VDC~57VDC)输出电压:刊.370VDC输出功率:2000VA4.22主电路拓扑与基本工作原理移相全桥ZVSDC一C变换器主电路结构如下图42.1所示: 浙江大学硕士学位论文一BUS图东2.1移相全桥ZVS主电路其基本工作原理为，在PWM控制方式下，直流电压Vbat施加在由QI刃4四只开关管构成的两个桥臂上。当两只成对角的开关管QI、Q4或QZ、Q3同时导通时，功率从源侧通过变压器T向负载传送;当所有开关管均关断时，负载电流将通过整流二极管续流，同时滤波电容Cf为负载继续提供能量。通过相移方式控制四只开关管的通断顺序，在变压器的原边将得到按某一占空比D变化的正负半周对称的交流方波电压。如果变压器的变比为n，则变压器次边将产生幅值为巧川n的交流方波电压，经过二极管组成的整流电路和电感Lf、电容Cf组成的低通滤波电路最终就可得到所要求的平滑直流输出电压。由于本电路的升压比比较高，所以在架构与参数设计上都存在一定的难度。关于参数设计的方面会在下文中涉及到，而本电路拓扑与基本型电路的在架构上的主要差别则在于以下两点:首先主电路采用基本的移相全桥软开关变换器，副边整流电路由于属于高压大电流型，且为了实现正负母线电压，副边采用两组全桥整流电路进行串联的方式。这样可以大大的降低我们对于整流二极管的选型难度，改善二极管电气特性。否则按照变压器变比为1:2的情况，副边二极管的耐压至少为巧刀-max*22即1232v，再考虑到一定的裕量，则没有办法选到合适的型号。其次变压器原边不需要外加饮和电赚，而且由于该电路为单电压环控制，所以 浙江大学硕士学位论文需要外加一个隔直电容。超前臂的开关关断时，原边电流近似为恒流特性，使得电路有充足的能量为即将开通的开关的结电容放电，从而易于实现ZVS，滞后桥臂实现零电压开关就比较困难。谐振电感是用来帮助实现滞后桥臂的零电压开关，为开关管的零电压开关提供足够的能量。为了实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式:二。cmos。际max，Lrl=气二，于尸一月jo叨0.31-2’一‘其中lout03代表30%负载时的输出电流。实际计算结果显示变压器的原边漏感就己经足以提供这个谐振电感了，所以本电路不需要外加谐振电感。实际上在空载的时候，就己经实现了全桥电路的零电压开关.4.23控制部分拓扑选择与设计1)反馈方式选择:一般的移相全桥软开关架构有三种反馈工作模式:1、单电压环控制2、平均电流模式控制3、峰值电流模式控制其中单电压环控制的线路简单，但是响应速度相对较慢，需要隔直电容，增大了电路的体积。峰值电流模式在防止变压器磁芯饱和方面、能够很简单的提供逐脉冲限流控制以及保证倍流整流器副边电感电流的平衡方面，它都有着电压模式控制无法比拟的优点。但是它的控制线路比单电压环复杂，相对不易实现。在本项目中，使用电压反馈环补偿网络设计就可以满足技术要求了，所以选择了这种方式。2)驱动电路设计:UCC38gs应用在移相全桥软开关PWM电路中，尤其是峰值电流模式下，原边母线电流通过电流互感器隔离采集得到，该信号再通过滤波以及斜坡补偿电路后得到电流控制信号，而输出电压信号经过调节后经过隔离，再与设定电压参考值比较得 浙江大学硕士学位论文到电压控制信号。电流和电压控制信号输入移相PWM控制器UCC3895后经由芯片内部比较器以及脉冲产生电路得到四路P翎控制信号。但是有一点必须注意，那就是UCC3895的驱动能力很弱，所以必须将这些控制信号加以功率放大并隔离，然后才能驱动主电路的两个桥臂中的开关管。这就是我们设计基于UCC3895电路的驱动电路的难点所在。实际操作中我们是使用D772与B882组成达林顿电路来增加芯片的驱动能力，再通过两个驱动变压器进行隔离完成开关管的驱动电路的.3)保护电路设计本模块的保护电路分为三个部分:输出过压保护，短路保护，过温保护。四种保护电路中，故障信号均会锁定，并有发光二极管报警，需排除故障重新启动才能正常工作。三个保护信号经过二极管隔离后，统一送到UCC3895的12脚cs端，使芯片停止工作。具体电路架构如下图所示。薰口勺erVOUt图4.22输出过压保护电路 浙江大学硕士学位论文Iin。f卜图东2.3短路保护电路图4念4过温保护电路OTPHSk01N41司习图屯25保护信号连接示意图 浙江大学硕士学位论文第五章参数设计与实验结论5.1主电路参数设计5.LI主功率元件的选择直流母线电压最大值为57v，若主电路工作在硬开关条件下，功率开关管的额定电压一般要求高于直流母线电压的两倍。而本电路工作在零电压开关条件下，功率开关管的额定电压可降低一些，可选为80~100vo由于输出滤波电感电流的最大值为3A，那么变压器原边电流最大值为67A，这也是功率开关管中流过的最大电流。考虑到2倍的余量，可选用两个80A的功率开关管并联使用。所以主功率开关管选择两个IxFH80N10Q:100v朋OA并联使用.副边为正负双母线结构，所以输出整流二极管上的反向电压超过12O0voc，为了保留一定的裕量，所以选用两个别R巧120:120V@巧A串联使用。5.1.2主变压器的设计川全桥变换器，由于变压器工作在磁化曲线的正负两个方向，所以变压器利用率较高。设计过程中主要存在的问题是对原边漏感大小的限制，因为变压器原边漏感的大小直接影响到副边占空比的丢失以及副边电压电流的振荡。副边占空比丢失是PS一ZvS一PWM变换器的一个特有现象.当变压器原边电流换向的过程中原边不足以提供负载电流，副边整流桥全部二极管导通，端电压为零，这就是占空比的丢失。其大小是与原边漏感大小成正比，而与变压器变比成反比的。随着变比的降低，对原边漏感的要求就越来越严苛，现在我们的变比低到1:2，所以变压器原边的漏感就相应的要求非常小，才能保证功率的正常输出。在实际的设计中，变压器原边采用铜皮绕制，并将其绕在两个副边绕组之间以尽量减小其漏感，实际结果良好，漏感控制在0.2uH左右，副边占空比丢失则在欣05以下，符合设计要求。 浙江大学硕士学位论文具体计算过程如下:取主变压器副边的最大占空比D娜.为0.85，即占空比丢失不大于0.】5，以保证系统的正常工作。取整流二极管两端压降vd为】.SV，滤波电感两端压降V“为。.SV。则变压器副边电压最小值为:vo璐+vd+，trvsec啦D，ecmazv，ec~·卿412v(5一1)则变压器变比即为:K，卫丛竺竺v，ec~K.0介打(5一2)取K=0.045，即1:2。由于变压器副边有两组线圈串联，所以实际变比为1:H:11。下面检验一下副边的占空比丢失是否符合要求:编，’甲‘又澎蔚;气，。·0仍1(5一3)这样的占空比丢失远小于我们的设定值，所以以上设计合乎要求。5.13滤波电感的设计川由于输出电感的电流是单方向流动的，且基本上是一个直流量，并迭加一个很小的2倍于开关频率的交流分量，所以其工作时的磁通密度可以接近饱和磁通密度。铁粉芯因为允许的工作磁通密度大，比较适合用做滤波电感的铁芯。工程设计中一般的经验算法是，在临界连续状态下滤波电感电流的平均值为满载时输出平均电流的10%，电感量的估算公式为: 浙江大学硕士学位论文V_.‘了7_d、与，一，井一，11-一一竺竺乞一一1Z12f-llU.卜1二JllV‘__~11.尹、甘叼时.口1‘目.石~一_.1一一vt口一4VJI.，尹』日d月J.、几j峙·6脱、10-3H(5一4)其中几。为输出直流电压的最小值，不为开关频率，10二为满载输出电流，，为变压器变比，陈为变压器原边输入电压，外为整流二极管导通压降.实际设计中采用两个滤波电感，每个电感的电感量选为3.3n1HO5.1.4谐振电感设计前面已经讲过，在移相全桥电路的设计过程中主要存在的问题是对原边漏感大小的限制，因为变压器原边漏感的大小直接影响到副边占空比的丢失以及副边电压电流的振荡。尤其在软开关电路中，变压器原边漏感还担负着一个重要的任务，就是与开关管的CMOS电容进行谐振已完成软开关的任务.如果变压器原边漏感过大确实会使副边占空比丢失过大，在我们这种高变比升压的情况下，变压器原边漏感过大甚至会使电路不能正常工作。但是变压器原边漏感如果过小，为了保证软开关的实现，却必须外面再串联一个谐振电感。谐振电感是否需要，与具体的设计如下:在前面工作原理的介绍中我们知道，由于全桥电路的软开关的实现是在空载时比较难，负载越大越容易，而相对的负载较轻时，电流较小，不能实现软开关对电路的影响也不大，所以我们首先假设我们设计的电路在三分之一负载以上时能够实现软开关。另外取谐振电感的波动为:bl甘，。刘时川廿一0j56^(5一5)三分之一负载时的原边电流值为:M址Iout+一一|.喻03:，三Iouto3·26月1^(5一6) 浙江大学硕士学位论文其中K为上面计算出的变压器变比。C助.:-1印即F我们选择的开关管，经过查阅使用说明可以知道:由此计算可得谐振电感值为:4_三心mos枯:-丢:。，。:勺二1翎、10-SH(5一7)我们实际制作出的变压器的原边漏感大约为0.25uH，计算得出的谐振电感值远小于变压器原边漏感，所以不需要外加一个谐振电感了。即:Lr，、+勺气一Zj、10-、由此谐振电感值返回去计算需要的CMOS电容值如下:知‘。多、只如而·J，1丹c湖一2肠xlo一sFj(5一8)主开关管的自身CM0s电容可以忽略不计，实际取Cmos为2*10名F。实际应用中为两个开关管并联，CMOS电容也是两个进行并联。5.15输出滤波电容的设计人v卿:-。刀介V一(V_一、学}学}C杯=—11一—14行(2、)，二v，{奥于卿一v，;一Zv刁}2入一’j(5一9)实际选择两个470uF/450V的电解电容并联. 浙江大学硕士学位论文5.1.6主变压器的具体制作工艺设计主变压器的工艺设计方法有很多种，这里我们系统的介绍几种方法以供大家参考。初选磁心日必5，其体参数如下，尺寸:^。、~气，32丘..Cc，27回Dd，1，习..E.，朋如.F’，2加..参数:L.，1叮.v.，冗期耐q，0刀为血.1wt，0困级召^-:-，’(E.一。公^-·，jl月、:0-4护A二，翎、10-月扩^.，CcD‘^p，^e勺^p·2翎二10-7了毗:·2(c。+D日+‘刀(E一D日翻几T.0132.其他初始参数:窗口使用系数:与:-03‘扩与磁芯几何常数:与:-MLT电流密度:J:.容波形系数(方波):份:=4(正弦波波形系数为4.4)饱和磁通密度:乳:·。3’r工作磁通密度:气:=D16T磁通填充系数:x。，1(铁氧体)变压器效率:If娜。.95常数(由磁芯次定)X:-一注4 浙江大学硕士学位论文锢的相对磁导率:真空中的磁导率:飞钊导线的电导率:各个比例系数:正常情况可以查表今条A‘--心一6Jsl护wt凡，乌·3川、10一51八尸E金属叠片磁芯允许温升25摄氏度时，Kj=36.方法一:(ALP法)l”即根据AP值选择磁芯的方法。(1)计算总的视在功率p.Tp。‘二，(vout+‘vd+Zv日“‘份·P‘二。n+月PT·姗、lrw一戈月f)(2)计算^p值.十X、.‘、1674卜，104一一止2二一一..J^1163·，，;一’{与介几一Bm嘴产^p帅二22芍、10-?m4加入刃%的裕度:‘州:一、卿(1十。匀Ap，二2918x10一?扩 浙江大学硕士学位论文选用E氏5磁芯Ap·2纯xlo-7m4(3)计算原边匝数:v玩呻Np冲介介B‘^。Hp.2叨取整数3匝振H.，Hp·刀N二苗(4)计算原边有效值电流最大值:F‘.‘__1-.-上竺卜竺竺，一P二..一口.’坦..3’IfIp‘m.·，ljl‘^(5)计算电流密度:孟，、(Apl。，)一。“D钻AcmzJ。2脚、10e立2(6)计算原边绕组裸线截面积:场，黔A灯·2助、10-，护中P，厚2中P=，肠，xlo一3.考虑到集肤效应.需要采取多股并绕.或者使用铜皮。穿透深度为:二仄蕊:=3期x10-4m一般要求导线直径或者铜皮厚度小于两倍穿透深度。由于原边电流过大般数过多.并考虑到尽量减小原边漏感 浙江大学硕士学位论文故选用厚度为。3mm的铜皮用皮最小宽度为:T场:-。」..W、·瓷wei呀=。价，，计算原边绕组电阻:ReP二:-。用，号、:.二KRep二吩·:哪、10一6a计算原边绕组铜损:腼:=枯，扩玛P叨·0刀16w(7)计算副边绕组匝数:H。·肠(8)计算副边绕组裸线截面积:10璐A，.1，之:=—~J^xs·121，、ID-6mZ一般要求导线直径或者铜皮厚度小于两倍穿透深度。巾:。2心。=6抑x10-4m所以选用O6mm直径的漆包线多股井绕。丘.口此种漆包线的单位长度电阻为:=。叱1:旦R.，砂副边统组股数为:、。:二奥t(w响。·4311取整数并保留一定裕量.选用3股并绕·w:。3 浙江大学硕士学位论文计算副边绕组电阻:MLTNs一RePem飞:-呱:飞·01790计算副边绕组铜损:P成川，1扩.、P岌见.1友阴W因此变压器总铜损(原边加副边)P侧:-P六，」+P，二JP印·14w(9)计算在规定效率下允许的总损耗:P_.‘___”__尸“‘‘邢J“昌工一—一P呱maxnfP￡，41213w(10)计算允许铁损:r’.二:-p￡一Pcurt.砂·，名13w(11)根据铁心损耗曲线求工作下实际发生的铁损:，.、lj!1一、2.7盯Jlr.、才匕~、口，W胶:.31510-侧二1，}学1二ZHzj、Tjkgm-3例叹一184195，re，例吠叭Pre一只刃w(12)由以上计算可知.实际铁损小于允许铁损.满足要求。方法二:(丸法)‘”即根据勒值选择磁芯的方法。设输出电压调整率a=0.01 浙江大学硕士学位论文(1)计算总的视在功率p了、:一。。(!·切PT·。明、103w(2)计算Ke和K植:K.、。州欲豁“、·。一了纯=2.147、10一11护(3)一般加(刀~刃)%的裕度.则:与·叱(1+0匀气=2烈、10-”扩根据此KG值查出对应的磁芯编号选择磁芯。(4)计算原边匝数:v沁负axNp·介B二几A。Np.4叨取整数:Hp·3(5)计算副边绕组匝数:N‘N。一上K凡=“(6)导线线径、股数、铜损计算方法参考方法一却法。(7)求调整率:调整率是导线内阻的反映.也是铜损的反映.故有:F叨店.一Fa璐~二·6931x10-4合乎调整率小千1%的要求.设计通过。方法三:川 浙江大学硕士学位论文根据经验选择磁芯，再用窗口面积进行验算。(1)确定原边和副边匝数:v，ecmD，ecmaxN二4fsAeBm凡·笼7兄Np·KN，Wp.2期取整数为:N二“玛·2(2)确定绕组的导线线径和股数:穿透深度为:·刁磊磊:·:如、10-4二一般要求导线直径或者铜皮厚度小干两倍穿透深度。今一2.今=6朋x10-刁m所以选用。.6mm直径的漆包线多股井绕。中=。加助即、妇”习斗一2幼、10-，护a:原边唬姐麟为垫w嘛产竺﹂尸场p=双扔穿透深度办二仄蕊。=3洲xlo一4.一般要求导线直径或者铜皮厚度小于两倍穿透深度。由千原边电流过大.股数过多并考虑到尽量减小原边漏感 浙江大学硕士学位论文故选用厚度为Q3mm的铜皮.铜皮最小宽度为:T场:-0」.匕u^，--.J、jw噪’瓦we叭p.。舫.b:副边绕组股数为:变压器只有一个副边绕组.副边有效值电流最大为:l，ecJ.叮:-Klp典1.ec砂·2父^副边绕组股数为:1，ec负公听5.。，w响，e。一D3，J殆留一定的裕量.取整数:呱，。·3(3):核算窗口面积:。今we吐冲赐+‘粉叭sec与二与勺~一27o1、10-4m2可以看到窗口使用面积小于实际窗口面积.故可以绕的下。方法四:‘引，sleP’:”算最大导通“间:争之Ts、:-万T~:-ose。二。、T~ax=1叱3xlo一，st即2:计算开关管实际占空比T因公D.一m杠--一且D几叮=a必 浙江大学硕士学位论文steP3:计算总的视在功率pTP’:”。ut-m。〔1·匀PT·;朋、1沪wst即4:计算电气常数Ke年01。嵘怨了10一凡.，j仍xl『，steps:计算磁芯的几何参数KG店:-001里W扩、”而忑瓦与·21盯、ID-l护叱，叱(1+0匀纯，2】791二ID-1护sleP6:根据KG值选择相应的磁芯EE65气、3.州、10一10m，st即7:计算副边总功率pto二·po件maxPto·2o1，、1沪w51即日:计算原边电流平均值P二1_二一一一巴一一mvm~，f1幻一，ljl6^st即9:计算原边电压平均值吸二二001乃QtWOM0sFETtU‘non『es，sto‘与:=v二ZD二。一21沉叱vp·，‘12v 浙江大学硕士学位论文5，eplo:计算原边匝数vpNp·衡B‘今人。Np.2脚SeledNp一3stepl:计算电流密度:J.--全一一-介与Bm专ApJ·1助、106立2m由于磁芯选用偏大所以电流密度计算偏小.实际选择电流密度如下:A-2.st即12:计算原边电流有﹄效值卿一瓜IPtma·”幼Ast即13:计算原边导线截面积_1阿nxP一不厂‘二·6男，二10-6m2step14:计算穿透深度·刁瑟磊:·3期xlo一4mst即15:计算导线截面积5，一:舒5二·3月、10-7m2 浙江大学硕士学位论文step16.因为5禅小于需要的导线截面积所以必须多股并绕:根据5钩选择导线的线号周四G声椒3六哪七:-Zj路.10-，护Re.6茄.10-2.旦p.，.扭标，31引D-，扩包括绝缘层面积屠，南叭公A舒”八pA_‘n钾Fb呱p=劝卿由于股数过多.井考虑到尽量减小漏感采用铜皮绕制。故选用厚度为吐3mm的铜皮.铺皮最小宽度为:Th峥’。3恤砒=。01旦W、，瓷w‘。与·。D23msteP17:计算原边线圈电阻凡:-MLT污卫乍etm凡·3夕夕xlo一4astepl日:计算原边铜损腼=枯一扩、P，，J司.Oswst即19:计算副边匝数。_污(vout+叼(。.。、.—11，—1‘V.、1田j凡‘，，肠选择:Ns=57 浙江大学硕士学位论文st叩加:计算副边导线截面积:中心抽头电路要乘以倾、，毕^w。·3.倪、10-?护st即21:计算副边导线的股数:拓。呱。.丁一一，n娜bW白。.1〕粗需要3股并绕呱。·3st即2;计算副边线圈电阻:几二。.哪旦H，R一翻几T砚朽‘Rs一0注67astep23:计算副边铜损:Pscu·:矿R.pscU一刃如wstep24:计算总的铜损PcIJ·FpcU十PScupcu·2翎wst即巧二计算设计的调整率二P侧Pout砷已·1.1男xlo一3steP石:计算设计的窗口利用率^吻:二玛AxP人朝pO209:、10一5m2 浙江大学硕士学位论文八帆‘，N‘A二。八叭.一;97:10-，扩人帆，冉吻+人叭.冉树·4舫二10-，护八喇t与一丁一n甘与二0价月计算出的利用率明显偏低是因为电流密度没有按照计算的值选取sleP27:计算交流磁通密度:vpB.c肠fsAeN，习。c一Dl父TsteP邓:计算单位重量磁芯的功率1.、151，_、2.，47Jll.、1匕。一、住，wK:-3151丁”.1二14止二1.二.、Hzj、Tj七忆一‘一例吠.场夕6立3.st即刀:计算铁损rte.w叹wtr’e.6之刀wstep田:计算总的损耗p￡’r’e+pcu飞·名乃3，wstep31:计算功率密度飞1招-^tStep32:计算变压器温升专=450护奋 浙江大学硕士学位论文step3:计算变压器实际效率，，一1一厂茎-nf·0夕陌实际制作出的EE65变压器测试结果如下:(1)各个线圈电感量测试结果:Fr叫uenceIkHZ一}10kHz10k』于2LN。(uH)一188乃51}89·30一14滩4LN，1(m闭11105110名71}一184)LN:2(mH)11.1010名7}}·1955LN‘1&N，式n泪)44.2}4329743刀(2)原边漏感测试结果:(副边两线圈短路)(3)副边漏感测试结果:TestconditionFrequence以u哪NP}Nsl}NsZIkHz16冲5L肠N.1ShortT留盆Short10kHz16名7]00kHz13.19IkHz一116.78LI州‘ShortShort1’eSt10kHZ15石3100kHZ14刃15.1.7输出滤波电感的具体制作工艺设计由于变压器与电感的设计有很多相通的地方，前面关于变压器的设计介绍的比较多了，这里就只用一种方法(AP法)进行计算。‘”B.03T=41沪立2幻口Lf，梦K。:=。3 浙江大学硕士学位论文参考北京中北创新科技发展有限公司磁芯规格:Dl，见吕~吸:-24)州H气片22.mA哟单位为:奋L..1.scm与二拐2‘10-4护八p.Ae与Ap·1脚xlo一，护二:·::(D，一DZ+2叼双几T.0此5扭。_nl+几磁路长度为:分.冲一丁一猛·0115扭‘^ez.与磁芯几何常数:与MLTKG=1刀、10-ID扩‘，，当选用环形磁芯.即气隙己经包括在材料内部.不要外加气隙的情况:(1)电感可储能量:、公:-1呱+D注:。ut妙卜霜气·0D16)(2)计算却值:行1，扩八‘_二_片一护一几日mJ与A份·56“、10一8m4(3)根据上面的AP值选取合适的磁芯:(4)计算导线面积:、·毕AxF·7柳、10-，护查表得最接近的线号: 浙江大学硕士学位论文声WG#18冉舒:-5刀1】10一7m2巾冲!加”..AxPi，。角5赫二。业2Rep砂在1印度下。(5)计算所需匝数:一授N一1213(6)验算窗口使用率:__Ax卫1与二’刊‘户石.凡.0助1由计算出的窗口使用率可以看出设计合理。(7)绕组N的电阻:、，心HR邹二翰.。一290Pcu:-1maza、p比一2724w5.2控制电路参数设计5.2.1开关频率选择设计UCC3895用于移相全桥电路常用频率在几十k-Hz的数量级，结合实际试验情况，我们选择开关频率为4OkHzo由此可以计算出UCC3895的周边参数如下:取三角波晶振电容CT为ZnF， 浙江大学硕士学位论文_几_，、砚衡冲气几，c一1刀川，}一二下二护J、勺(5一10)其中Tosc为晶振震荡周期，为开关周期的一半。计算得RT二59.42kohm，实际取68kohm。5:2死区时间设置UCC3895允许用户选择死区时间，并可以对两个半桥电路提供各自不同的死区时间，以适应不同的谐振电容充电电流。但是本电路在实际设计过程中为了简单起见，将两个死区时间设置为相同的750ns。死区时间的选择主要要考虑两个因素。首先最基本的，死区时间应该大于功率开关管的开通与关断时间之和，否则就不能避免单边桥臂的直通问题.其次对于滞后桥臂来说，如果死区时间过长，由于谐振电感较小，原边电流过零后死区时间仍未结束，则滞后桥臂并联电容又发生充放电过程，不仅不能实现ZVS，系统还会开始振荡。所以滞后桥臂死区时间长短的选择，是一件涉及众多因素的难题，是全桥软开关移相控制的重要设计环节.具体计算过程如下:同一桥臂两个开关管为了避免同时导通，最小死区时间应为:Ton、孙ID一九T诸，必10一、气1:-袱T二+T。日_一76弋1一1助xlu(5一11)则UCC3895Ping或者扭nlo外接的电阻值为:R，:，‘，Zjv一二丝125姚Rael叮c己二7另4kQ石Zjlo(5一12)选择略大于计算值的整数，并结合实际情况，选取凡e咧=30kohm。R‘。、。d.(62jt。一，，，.^)占七1·7jxlo一?所以stl(5一13) 浙江大学硕士学位论文凡山帅也是同样的30kohm。R，，*(62，.1。一，，，一^)袅奋.叱二7j、10一，ZjV(5一14)然后再对死区时间和最大占空比进行检验:__、二6.一叶C_“~-‘=--.月‘.‘目昌U.，_，r坦6盆‘嘀·3，、10一8(5一15)6t口由1《气1‘响<叱T。一叱2D.故:-Dmal·094T.(5一16)5.23软启动电路设计UCC3895的55心lsB脚组合了两个独立的功能，一个是失效模式，另一个是软启动模式。芯片的快速关闭是由如下的任意一种方法来实现的:在外部迫使5心IsB低于0.5V;在外部迫使vref低于4V;VDD降到低于UNLO欠压锁定门限电平;或者过流故障信号被传感(CS=2.5)。对于以上几种情况芯片都有不同的处理方式，这是UCC3895一个很有特色也很实用的设计，合理的利用这一设计可以大大增加电路的灵活性。软启动的时间由该脚外加的电容器大小决定。另外，在电容器上可以并联一个电阻，以限制该脚的最大电压。具体计算如下:t___，‘盯一可1价·4412xlo一5^(5一17)选取软启动时间如下:T:。.O.田1.v”，3V所以: 浙江大学硕士学位论文I盯c，:.丁，亏cs。一1.好lxlQ-SF(5一18)实际选取软启动电容为一个103与一个472磁片电容并联使用。5.14单电压反馈环设计设计原理在前面的章节中已经进行了比较详细的介绍，这里就只进行具体的计小信号模型的框图52.1如下:图5.22小信号框图，v二{，+，j。(c。R。)]，2工rc，+lj叨井，，d+R。)。月+典，1几切adJ几Lo“(5一19)VrefGmo山目eVout(5一0)ysaw(5一21)(IJ。。、IJo.K.月1_、，!下井一卜-二竺一。c“甲钾1.不二‘J脚11).。llJ口1口‘，1口~，尸1/P‘(5一22) 浙江大学硕士学位论文其补偿网络零极点分布如图5.2.2所示:图5.2.2补偿网络零极点分布图又有:‘:代共井鹉寸守兮几=101别，二(5一23)取:勺:-司HZ，rl刘翎HZ幼:-1知HZ，、”沪Hz、.19习则补偿网络的波特图如下图52.3:其中.:·D，。期，一.6。抓a):-2·二.1了坟a):-10a4o4O州州一勺、~{2n户了{;，「时’}}一。}’热ZD叫}“诫，洲)})奇’;‘’冬}、一丫‘”})‘一一“一恕一.一犷一一}{}{}。l{}1l一}一一{-l{‘」1{}‘{l一1田1.1护1.1己11护1.1沪铭找习1护补偿网络幅频特性7l 浙江大学硕士学位论文对于开环网络:GoPen同:=G:amPleG。耐协Gmodu·、(动(5一4)则波特图如下图5.2.4:二火琳，{1一攘一知喊}。词。产力1)可万不1一!0半嫂阅丁!，-}一:’。、一}}一，一万l耀一和，。一!}，’;’1淤“丫祖_“，.户门叫.悯巨:一{一。种(，硒.)1诩纷{};万、一1一一BS:__瓢_1‘{j退攀_均一颤一{-，一耀呀熬-一傀不){{{!:!一一};}}火!}一脚一1的1.矽丫图5.2.4系统相频幅频特性由上图可以看出穿越频率处的相位裕量为一70左右。且开环系统以一20dB每十倍频率穿越，系统是稳定的.具体补偿网络如下图5.2.5: 浙江大学硕士学位论文图5.2.5补偿网络电路图设凡=30kohm则:、:=会q·众龟，‘武凡·4锄、103。q一猫xlo一7Fl马二2476xl丁，F斌了rPI殆1.月如习!0几劫为如·1肠lxlo一gF实际选取:Rl=4.7kohmRZ=30kohmR3=470ohmCl=0.122uFCZ=InFC3=0.247uF对上面数据进行检验，系统稳定，具体计算过程这里就不再赘述了。 浙江大学硕士学位论文5.3实验结论53.1温升测试实验条件:180w负载，交流风扇(对小散热器处直吹)，室温20。测试仪器:点温计位置温度(℃)]min}smin10min15min一I3ominl}印minQ531.64月48名一152刀51.8522Q63643石46一653253544Q132.214649一451.458石552QZ一}36冲46一852名一}56258石58.3DIZ3324546名46名45.846之D1630石378374383837.8D1031.439239名4.844.24名D1536.249.45l51.451.451，8LI&LZ31.235.236石38.239.23945(驱动)34.238438石39石39滩4].451(大)30.634之3638240之40.652(小)284302303l31.431.4D1337石42石39240.438石38名R187186807983279一4D1431434.232.834月33434.4R255258.267石60石57名61.2TX6磁心3143538440.44248万1，X6线圈34246石47C1078石82之Vbat(V)46246.t464645.845.5Vbus(V)370368}368}1368368369其中:QI、QZ、QS、Q6为主功率开关管D10、D12、D15、D16为主变压器负边整流二极管LI&LZ为输出滤波电感 浙江大学硕士学位论文5为散热器，5(驱动)为驱动三极管的散热器D13、D14、R18、R25为整流部分钳位电路最后两项为测试时的输入和输出电压值。SJ.2实验波形以下时主要的实验波形::员::厂一...-一.一，一灯一习..，一.一一二，一习“司.~司1二尸.11几二0门11吐.即口」2加口即0己.6，旧刀乃.图5.3.1软开关波形CHI为QI(主开关管)门极驱动vGs信号，CHZ为QI的vos信号.测试条件为输入电压48.sv，负载10OW由图中可以看出，在接近空载时主开关管仍然能够实现零电压开通与零电压关断。软开关在负载越重的情况下越容易实现。 浙江大学硕士学位论文九九、爪了几厂少Jes人了寸)沙公日1曰口02之.侧图53.2半载原边电流电压波形CHI为变压器原边电压，CHZ为原边电流。测试条件为，输入电压48v，负载loow。电流经由一个副边电阻20ohm，匝比1:40的电流互感器进行测试。由图中可以看出，半载情况下，原边电流有较大的振荡，且有一个比较高的尖峰，而电压则只有一点点不明显的振荡。这个电流的振荡，尤其是尖峰，使峰值电流模式控制的实现变得困难，这也是我们选择单电压环控制的原因之一。口少尸洲.干}厂勺口干户了尹一尸_”一沁_“，{产口.22.侧图5.主3半载原边电流整流二极管电压波形 浙江大学硕士学位论文CHI为变压器原边电流，CHZ为副边整流二极管端电压。测试条件为，输入电压48V，负载100w。电流经由一个副边电阻20ohm，匝比1:40的电流互感器进行测试。由图中可以看出，原边电流的振荡是由副边二极管的端电压振荡造成的。011加田口门2国门附1吐口山.Dd阳1纽叹日扣1.图5.3.4满载原边电压整流二极管电压波形CHI为变压器原边电压，CHZ为副边整流二极管端电压。测试条件为，输入电压46V，负载200w。由图中可以看出，满载时不管是原边电压还是副边二极管端电压的振荡幅度都有明显变大，但是不影响系统的运行，系统仍然稳定。且各元件的选择裕量足够。甲一r一{勺:灼..一，一叻，一灼。，日’一一附”叶I胜认仁月1艺.胃口42之.目图535满载原边电流整流二极管电压波形 浙江大学硕士学位论文CHI为副边整流二极管端电压，CHZ为变压器原边电流。测试条件为，输入电压46V，负载200w。电流经由一个副边电阻20Ohm，匝比1:40的电流互感器进行测试。由图中可以看出，满载时原边电流最大值达到100A。但是对于两个80A的开关管并联来说裕量是足够的，电流尖峰为二十几安培。口:一_一价-_爪r一价九C目，压日口仁.2，口.口山扮匕1国口..图5一3.6满载原边电流电压波形CHI为变压器原边电流，CHZ为原边电压。测试条件为，输入电压48V，负载1500Wo电流经由一个副边电阻20Ohm，匝比1:400的电流互感器进行测试。图5.37隔直电容两端电压与原边电流波形 浙江大学硕士学位论文CHI为隔直电容两端电压，CHZ为原边电流电流经由一个副边电阻20olun，匝比1:40的电流互感器进行测试。测试条件为，输入电压47V带逆变加1800w左右负载时波形 浙江大学硕士学位论文第六章结论本文详细描述了ZKvA开关电源中直流升压部分电路的设计过程。选用的架构是高频移相全桥高升压比软开关变换器。本文采用了全桥变换器的一种新型控制策略“相位延迟控制"，这种控制方式采用专用的脉宽调制集成电路UCC3895，自动生成滞后臂的两路驱动信号。实验结果证明，此控制方法实现成本低，易于调试，可靠性也较高。系统具有多级保护功能，在过流、过压、欠压、超温等情况均能利用硬件或软件方法对系统实现可靠的保护。实验最终取得了令人满意的结果，样机的实验室装置阶段己经结束，但要使它成为一个成熟的产品还有很多工作要做，主要有以下几个方面:使系统主功率电路布局更加合理。在样机的调试和长时间工作测试过程中发现了很多不合理的设计，包括功率电路布线安排，散热安排等.使系统更加符合安全规范。由于产品开发经验的欠缺，样机中还有很多地方不符合安全规范。使电路参数更加优化。很多参数的设计都含有经验和估算的成分，有些参数的使用是通过实验得到，缺乏必要的理论计算，这些参数还有继续优化的余地和必要。尽管存在诸多的不足，但可以相信这个样机将会成为一个成功的产品.由于时间以及学识水平等方面的限制，本移相全桥软开关变换器在控制方式、结构设计、电磁兼容等方面还有许多工作要做，相信通过不断的努力和改进，本文设计的200VADC心C全桥模块会日趋完善。 浙江大学硕士学位论文参考文献1、阮新波，《脉宽调制以二洲rK!全桥变换器的软开关技术》，科学出版社，20，092、刘胜利，《现代高频开关电源实用技术》电子工业出版社，20，09刀13、张占松，蔡宣三，《开关电源的原理与设计》，电子工业出版社，2004.094、陈志洋，邹云屏，“移相全桥L〔汇龙变换器动态建模研究”，电源技术与应用，vo巧，No7，July2025、林荫宇，张金奎，“移相全桥零电压PWM变换器的建模与仿真”，重庆大学学报，vo123，M盯，20(X)6、孙强，郑湘渝，余娟“倍流整流方式ZVSPWM全桥变换器的控制系统设计”，通信电源技术7、万山明，吴芳，“开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计”，电源技术应用9、蒋玉萍，“移相谐振全桥软开关控制器UCC3895”，电源世界9、赵修科，“开关电源中磁性元器件”10、王建冈阮新波“改进型倍流整流器电路ZVSPWM全桥变换器的参数设计及优化”，盐城工学院学报2017n、朱俊星华伟，‘·电流模式控制倍流整流器ZVSF烈全桥优-oc变换器的研究”，北方交通大学电气工程学院12、徐泽玮，“电源技术与电子变压器，，国际电子变压器13、李琪，袁明样，马皓，“改进型全桥移相ZVS-PWM以二心C变换器”，电子技术应用20040514、万成安，刘文青“有源箱位ZvSPwM开关变换器的分析和研究”中国空间科学技术2002:p64石9】5、蒋强，张代润，“轻载或空载时软开关以二一IX变换器的实现及仿真研究”16、阮新波，严仰光，“软开关pWMDCloc全桥变换器的理论基础”17、李伟东，“全桥移相软开关电源超前和滞后桥臂实现ZVS的研究”，18、毛明，黄念慈，“铁氧体磁心电感的设计”19、Gwan一BonKo;C朋一W阅Mon;M翔飞一Jongvoun，“New朴vohage一switchingPhase一shiltfull一肠dgeco”v时erwithlowconductionlosses”，IndustriaJElectronics，正EET住川阳口ionsonVO]ume52，155叱1，Feb.205Page戒5):228一23520、Son兮YILin;Chem一Linchen，“Analysisanddesi，forRcnc]am伴dsnubberusedinoutP川代以ifierofPhase一shiftful卜bridgeZVSconverters”，Indus州alEleC汀0盯ics，IFEETlansactionsonVOlume45，IssueZ，A两1198Pag城5):358一35921、Kolar，J，W;Ertl，H.汪rhalt，L儿;助c权FC，“劫alysisoft也11一fbehaviorandswi枕hinglosesofalZov/50Azero-voltageorZero‘u介e们tswitchedlGBT"，IndustryApplicationsSOcjetyAnualMeeling19L，C。刊飞renceRecordofthel99llEEE28Se口.40Ct.I9IPa酬5):1508-1514vo1222、W白.ters，M.M.;而livka.WM.，“E劝e幻dingtheran罗ofsoft一switchinginresonant-讼ansltionDC硕X二converters”，Te】econu刀uni时ionsEn。唱yConfer翻ce，192.INT’ELEc’92.，14thIntemational今80d.l92Page(s):343一35023、Guan￡咖nHsi比;Jung￡hienLi;Ming一H画Liaw;Jia一Pcrngwang;下”1一FuH哩，“Astudyonfo]]捅d罗zervvo]tage‘switchedpwMconverter:desi，andexpenmentation”，IndustrialEleCtronics，CO们Irol，andlnslrumentaion，1993.Proceedin邵of阮IECON’93.，IntemationaJConfe哟ceonls一19No丫l93page(s):1281一1285volZ24、XuXiaofeng，“Small一51，a】modclforcurentmodeCOntro】full一断dge帅眯一shinedzvsconv眼er”，PowerEleC仃onicsandMotionContro】Conference，Z00.巧沉eedin罗.PIEMCZ(拟】，TheThirdlnler旧tionalVO]umel，15一18Aug.2000Page(s):514一slsvoll25、Zhang，JM.;Xie，x.G;Wu，x入;Zh即ming甲an，“comp如sonstUdyofphase-shiftedfull腼dgeZVsconvert招”，POwerEI州ronicsspecialistConfe向ce’20月.PESC04.204正压35thAnUalVOlumel，20一SJune2004P昭e(s):533一539Vol.1 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浙江大学硕十学位论文致谢在本文完成之际，作者谨向所有给予我指导、关心、支持和帮助的老师、领导、同学、朋友以及亲人致以衷心的感谢。在两年半的研究生学习和生活期间，一直得到导师邓焰副教授以及何湘宁教授的悉心指导和关怀。导师丰富的学识、严谨的治学态度使我获益匪浅。特别是在所参与的课题的研制过程中，从开始阶段的论证、设计到后来的制作、调试等，导师都花费了大量的心血，付出了大量的劳动，并一直给予我无微不至的指导与多方面的帮助，使我的知识、能力等各方面都有了很大进步，在此，谨向导师表示最衷心的感谢!在课题进行期间，还得到了李武华、王林兵、叶智俊等各位同学的大力支持与帮助，尤其是李武华博士在课题进行过程中给予了我很多的帮助和关怀，在此也一并表示感谢。由于时间和知识水平所限，论文中还必然会有许多纸漏或错误之处，恳请各位老师和读者指正。2007.1.27浙江大学电气工程学院电力电子与电力传动李晓玲'